二月份的 Journal of Solid-State Circuits, 挑了下面关于 Audio Driver Amplifier 的论文记录一下:
A Performance-Aware Low-Quiescent Headphone Amplifier in 65-nm CMOS
这里电路中的放大器使用三级的结构，采用了 type II 的 nested miller compensation with feedforward stage and nulling resistors （NMCFNR2）的频率补偿方法，保证左半平面的零点和非主极点，增加了电路频率补偿设计的自由度。
上图是具体的运算放大器电路，由于运放的失调电压会使 class-ab 的输出级偏离静态偏置点，导致其功耗增加，因此在运放差分对的输出节点增加了 offset cancel 的电流源电路，同时采用对称的结构也保证电路 PSRR 不会有太多损失。
下图为输出的 class-ab 控制电路，类似于经典的 floating current bias 的结构，只是采用了抑制沟长调制效应（CLM）的方法，以下图的 NMOS 输出管为例，就是使 MOSFET M19’ 与 M19 的 Vds 接近，M17’ 与 M17 的 Vds 接近。
第一级single-ended与第二级连接有一部分使用的是current-mirror，没有直接采用class-AB, 是因为这样抗mismatch更好一点吗？后面不是有一个mirror的结构用于稳定M13和M15的Vds。 第一级的mismatch导致的output variation from designed 静态工作点和后面的CLM的Vgs mismatch 导致偏差能有多少。 不过有了这个CLM， Vds of M13 he M15 能稳定不少。
用三级结构应该是系统线性度考虑要提高增益；抑制CLM 是为输出管和class-ab 控制电路，不是为了M13和M15吧
我的意见是fully-differential 的比这个mirror的结构还能提高3dB， 不过需要CMFB电路来稳定common-mode。 output stage 的输入偏离设计值会造成很大的静态功耗，这些是有由于第一级的mismatch 或者fabrication process 不同造成的singled output 偏离设计值， 还有class-AB 那一级本身的偏差，造成的效果是什么那，就是M13 和M15的Vds 偏离的设计值，以为输出级是gate连接，对前一级不会有影响（如果是开环使用，驱动喇叭也是开环使用），那么稳定输出级的gate votage，那么就是稳定M16和M17的Vgs来稳定M13和M15的Vds（静态电压）