继续关于 Analog IC Design 基础知识的小结，这里总结一下对于晶体管阈值电压 Vth 随沟道长度 L 和宽度 W 的变化的讨论
关于 MOSFET 的 W 和 L 对其阈值电压 Vth 的影响，实际在考虑工艺相关因素后都是比较复杂，但是也可以有一些简化的分析，这里主要还是分析当晶体管处在窄沟道和短沟道情况下，MOSFET 耗尽区的电荷的变化，从而分析其对晶体管的阈值电压的作用。
从左图可以看到，决定 MOSFET 阈值电压的耗尽层电荷，并不仅是在栅下区域的电荷 Qch；实际上在图中耗尽区左右与表面相接处，还需要有额外的电荷 Qchw。
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打算抽空把模拟集成电路设计的基础知识清一遍，先从 MOSFET 的基本内容开始.
MOSFET 的体效应（body-effect，也叫衬底调制效应/衬偏效应），主要是来源于 MOS 管的 S-B（Source-Bulk）端之间的偏压对 MOSFET 阈值电压 vth 的影响：
以 NMOS 的晶体管为例，当晶体管的源端的电势高于体端电势时，源和体区的二极管反偏程度增加，栅下面的表面层中将有更多的空穴被吸引到衬底，使耗尽层中留下的不能移动的负离子增多，耗尽层宽度增加，耗尽层中的体电荷面密度 Qdep 也增加。而从一般的 MOSFET 的阈值电压的关系式中 Vth 与 Qdep 的关系（可以考率 Vth 为 MOS 栅电容提供电荷以对应另一侧耗尽区固定电荷的大小），可以看到阈值电压将升高。
之前介绍了两个电流模式控制的开关变换器的分析模型中，变换器都是处于连续导通模式，下面介绍一下变换器工作于非连续导通模式时，具体的电流控制模式的分析。
上图所示为基本的buck变换器，类似之前的分析，在DCM工作时，我们可以得到开关网络端口电压的平均值：<v1>=vg， <v2>=vg*d1+v*d3
之前介绍了电流模式控制的开关变换器的一阶简化模型，在简化分析中，我们假设电感电流的均值等于控制电流，在实际中电感电流的ripple并不总是能忽略的，因此需要更为完善的等效模型，这里我们对此做一些小结。
首先，对于实际电感电流的均值（与控制电流的关系），我们可以通过下图加以考虑。
上图所示为斜坡补偿后的电感电流的波形，可以看到实际电感电流的峰值与控制电流的差别为ma*d*Ts . 考虑电感电流的峰值与其平均值相差为其纹波大小，在一般瞬态情况下（包括周期开始结束时电流不等）d时段的ripple为0.5*m1*d*Ts,，d’ 时段的ripple为0.5*m2*d’*Ts, 则电感电流的均值可以写为：
这里接着把电流模式控制的开关变换器的一阶简化模型的分析方法小结一下。
下图所示是包含电流模式控制的开关变换器的系统框图，整个系统控制环路包括内部的电流控制环路和外部的电压反馈环路。
为设计外部电压反馈环路，需要找出ic到输出的传输函数（等效电路）或者ic导致的占空比d的变化以利用之前分析开关变换器等效模型的结果。
